哪位大侠知道什么是相位失真啊?

look at these articles got with google and baidu, maybe help. digest: 严格的频应曲线图应有两幅的，其中我们常见的频率响应图叫做幅频曲线图，另一幅称为相频曲线图，它是表示不同频率在经过放大器后产生的相位失真（相位畸变）大小，相位失真是指信号由放大器输入端到输出端产生的时间相位差，相位差过大时会影响负反馈线路的稳定性，并与相位失真和瞬态互调调失真有较大的关系，Hi-Fi放大器的相位失真在20-20KHz频率范围内应控制在±5%范围内。 http://www.knowsky.com/6298.html W-OFDM技术详解及应用探讨 [ 繁体中文/BIG5 ] [ 简体中文/GB ] 文章类别：电信网络 发表日期：2005-2-14 星期一 | 推荐：网站计数器申请 | 网址分类目录 曹岳 毕业于北京理工大学电子工程系通信工程专业。 现任北京瑞澜联合通信技术有限公司培训和技术支持中心经理。 导读： 正交频分复用(OFDM)在过去几年中已经成功地运用于许多数字通信应用，并被采纳为无线局域网的标准。本文详细阐述了W-OFDM技术的系统结构、技术优势，探讨W-OFDM克服OFDM技术的不足，做到了提高带宽和噪声容限，并简要介绍了W-OFDM的商用情况。 一、 OFDM面临的问题 1、 OFDM比单载波系统对载波频率偏移和抽样时钟失配更敏感。 2、 峰均比问题。在OFDM处理过程中，由于正交编码的特性，导致信号的峰均比很高，换句话说，信号具有很大的动态范围。这就意味着只有高度线性的射频放大器才能使用。 3、 频率偏移问题。OFDM依赖于重叠的子载波的正交性，而这种正交性可以通过在子载波间隔的1/100范围内进行频率控制。频率补偿错误意味着子载波不再是正交的，从而导致了载波间的干涉，使性能变差，这种情况被称之为OFDM中的FFT泄漏。频率飘移的问题也很严重，它在移动媒介中会引起多普勒扩展。图1说明了FFT泄漏的情况： 图1. FFT泄漏 由于上述原因，OFDM对频率偏移和相位噪声很敏感，它要求昂贵的、高精度的无线电器件。大量的载波靠近频率间隔，因此频率精度越来越严格。 二、 W-OFDM的出现解决了上述OFDM的诸多问题 我们在此提出的W-OFDM技术，它对诸如频率偏移、抽样时钟偏移、相位噪声和放大器非线性等OFDM固有的问题不那么敏感。通过使用一个强有力的均衡方案和前向纠错方案的结合，W-OFDM还能容忍较强的多径干扰和快速选择性衰落。 三、 W-OFDM技术介绍 1) 什么是W-OFDM W-OFDM是宽带正交频分复用（Wideband Orthogonal Frequency Division Multiplexing）的缩写。目前，W-OFDM已经正式通过IEEE组织的认证，成为IEEE802.16a标准 (无线城域网的国际通用标准) 物理层调制技术。 W-OFDM通过循环前缀克服了多径干扰的问题；在反向信道上可以通过简单地除以频率响应来克服多径影响；它还使用了扩展的前向纠错编码(如Reed-Solomon码)以便在多个频率上扩展符号，把信号转换成为直接序列扩展频谱信号。直序扩频技术即使是在完全没有载频的情况下也能恢复出信号。W-OFDM的效率和噪声容限结合了窄带系统和扩展频谱的优点，又避免了二者的缺点(扩频系统通过“牺牲”带宽来补偿噪声和多径的影响，而窄带技术对于多径干扰十分敏感)。 为了克服信号幅度的高峰均比和由多径效应引起的衰落问题，W-OFDM结合了信号随机化和信道估计技术。发射端的信号随机化具有白化W-OFDM信号和减小对射频功率放大器的线性要求。因此，大大提高了OFDM技术的实用性和经济性。通过在W-OFDM数据的每一帧中插入一些已知数据，计算出传输信道的“估计”(这个“估计”就是理论中的“传输函数”)，并利用这个“估计”来纠正选频衰落的影响。 由于峰均比的降低，W-OFDM能够减小对邻近链路的干扰，使得独立的信道可以采取点对点和点对多点的方式来组网。 2) W-OFDM系统结构 图2表示出了W-OFDM的处理框图。其中以太网接口是用户数据来源(比特流)。 图2. W-OFDM处理框图 * 编码器 编码器对用户数据比特流进行处理以使解码器能够纠正在传输过程中出现的比特错误。进入编码器的比特被划分成块，编码器使用Reed-Solomon前向纠错算法，增加冗余，从而使消息块加长。数据以32Mbps的速率送入Reed-Solomon编码器，它使用200个输入字节，编出 216个字节的输出码字。 * 调制器 调制器将编码后的比特块转换为复数向量，它是频域中的W-OFDM符号。比特块被映射到调制星座图上，产生一个代表已调载波的复数值。代表直流的载波没有被调制以消除其与直流电平的混迭和载波的馈送。一些被称为导频载波的载波被预知值调制以允许解调器调整其幅度和相位。当选择性衰落使得一个导频载波受到衰减时，多个导频载波的存在将能够提高信噪比(SNR)和对付多径传播。运用的最典型的调制器是QAM(正交幅度调制)和QPSK(正交相移键控)。 在进行IFFT操作之前，可以插入导频符号。导频符号可以在数据之前或者分布在数据符号之间发送。在数据传输系统中，使用下图所示的任何一种方案，或两种方案组合使用，都是很有好处的。 * 信号白化器 信号白化器减小了必须通过射频放大器和模/数转换器的信号峰均比；它还能够提供一种安全级。W-OFDM符号(复数值向量)乘以一个发射机和接收机都已知的复值向量R。R中所有的值都具有一致的幅度和选择后的相位，这样，所得到的发射信号的平均功率电平变化要比没有此措施的发射信号的平均功率电平变化要小。有许多不同的向量可以用作R，并且，每个W-OFDM符号可以依次使用不同的R；因此，这一阶段可以作为一个安全级而不增加额外开销。 * 训练序列 六个训练序列符号被加入了数据流中。前五个符号用于信道转移函数的估计；其倒数被应用于每个W-OFDM帧以补偿信道的影响，这与均衡非常类似。信道估计被应用于提高Reed-Solomon解码器的纠错能力。 * IFFT/FFT(快速傅立叶逆变换/快速傅立叶变换) IFFT处理模块将W-OFDM符号从频域变换到时域。它还对W-OFDM符号做好发射前的准备。向量被缩放以便获得最大的信噪比。 IFFT是一种创建N个载波的有效方法，其中的每一个载波都为它的相位和幅度所调制。N点IFFT的典型输入基本上是以X+iY的表示形式。IFFT会产生一个载波频率，其幅度和相位分别为X和Y所决定。也就是说，所发送的符号决定着载波的幅度和相位。表示信息符号的复数输入到IFFT缓冲区，接着进行IFFT运算，产生一组时域抽样值，然后将它们发送出去。 如图3所示，在接收机处，向量被周期延拓以减少符号间干扰的影响。 图3. 用来发射的IFFT 图3说明了用IFFT来产生W-OFDM信号的方法。 当第一个脉冲发射以后，下一个符号输入到FFT缓冲区，我们注意到，随后的脉冲与第一个脉冲连在一起的时候，会产生不连续(如图3所示)，这个不连续会产生高频成分，我们将通过对数据加窗来减轻频谱间的干扰，W-OFDM系统中子载波的数量可以由FFT的尺寸所决定。 由于信号经过媒介时是多径传播的，结果信号在不同的时刻到达接收端。如图4所示： 图4. 多径传输 多径传播会产生延迟扩展，从而导致了符号间干扰。一种简单的克服符号间干扰的方法是增加符号周期，这可以通过增加载波的数量以便使得信道的扭曲变得无关紧要。但是，这种方法执行的困难之处在于载波的稳定性、多普勒频移、FFT尺寸及延迟。另一种减少符号间干扰的方法是创建一个循环的扩展警卫间隔，即循环前缀。W-OFDM就是采用循环前缀的方式克服多径传播带来的符号间干扰的，如下图所示。 图5.W-OFDM通过加入一个循环前缀解决多径迟延引起的码间干扰问题 当系统采用循环前缀时，整个的符号周期是Ttotal=Tg+Tu，其中Tg是警卫间隔，Tu是有用的符号周期，警卫频带如图6所示： 图6. 警卫频带 因为警卫间隔的插入通常会减少数据吞吐率，Tg通常少于T/4。图7说明了警卫间隔的增加如何有助于减少符号间干扰，它显示了两个相同的信号经过不同的路径、在不同的时间段内到达接收端，然后在接收端的天线上连接合成一个信号。在时间间隔Tu内，信息符号只对它自身产生干扰，其结果只是信息符号的量化及旋转；在警卫时间间隔Tg 内，我们容易看出随之而来的信号对两个信息符号都有影响，产生了符号间的干扰。在接收端，警卫间隔不被考虑，因此符号间的干扰并没有影响到接收器的性能。需要注意的是，警卫间隔应该比延迟扩展大。 图7. 循环前缀(警卫频带)的好处 FFT模块将W-OFDM符号从时域变换到了频域。 * 同步 为了获得同步，使用了一个直接序列(DS)扩展频谱信号。它是由32位差分相位偏移键控(DPSK)符号通过周期为11的伪随机序列扩展得到的。直接序列扩频信号也用于自动增益控制；W-OFDM接收机从同步消息中恢复出增益与误差频率信息。自动增益控制(AGC)算法在每个包的开端测量接收功率电平，并调整接收机增益使得在保证信号不会因为被限幅而失真的同时获得最大信噪比。 图8.W-OFDM无线分组包结构及流图 * 信道估计 传输中引起的幅度和相位失真，可以通过比较原先的训练序列和接收到的W-OFDM训练序列得到。这一比较包括了频域中的相除(也就是训练序列通过FFT模块)。这一频域的信道估计，C，与已知的、预先已白化的向量R混合(相乘)，用于下面的均衡器。另外，当向量C低于一个给定的门限值时载波将被指示给解码器。这一信息称作擦除，后面在Reed-Solomon解码器中将会用到。解码器仅仅需要恢复出发送数据的值，这使得解码器纠正更多的错误成为可能。 * 均衡器 均衡器消除信道失真和预白化作用。W-OFDM向量将被乘以预先计算好的信道估计。 * 解调器 W-OFDM符号被转换回比特块。调制器将导频载波设定到已知的电平上，并将它用于确定校正已调载波相位和幅度的因子。每个载波根据调制星座图被转换回比特。 * 解码器 解码器检测并纠正错误的比特，产生出原始比特块。解码器根据Reed-Solomon算法，利用擦除的特性，忽略掉那些低信噪比的载波(低于信道估计的向量C门限值的那些载波)上的比特。 四、 W-OFDM的商业应用 我们一直努力研发W-OFDM产品，并在全球推广W-OFDM技术。从1999年至今，相继推出三代W-OFDM产品，I.WiLL、BWS和Libra (Libra3000和Libra5800)。 由于W-OFDM已经正式通过IEEE组织的认证，成为IEEE802.16a标准的物理层调制技术。因此，我们的W-OFDM系列产品成为了最接近国际标准的无线城域网产品。现在，我们的W-OFDM产品已经遍及30多个国家，组建了多个W-OFDM网络，例如，中国的中电华通和中广卫、喀麦隆的CamTel、芬兰的Vantaan Energia、尼日利亚的Swift Network等。如下示意图所示，可以满足用户的多种业务需求。 我们近期推出了Libra 5800系列产品。该产品工作在5.725~5.850GHz，采用W-OFDM+16QAM/QPSK/BPSK调制方式，包括点对点和点对多点两大类型。该产品功能强大、性能优越，可以很好的满足运营商、网络服务提供商等广大用户的组网需求。该产品具有以下特征： 1) 采用256 FFT OFDM (W-OFDM)。 256 FFT OFDM(W-OFDM)是IEEE 802.16a和ETSI HiperMAN标准采用的调制方式。我们是唯一采用 256 FFT OFDM(W-OFDM)的，而其他厂家大都只是采用了64 FFT OFDM方式。由上文的论述，大家已经知道，子载波数目越多，抗选择性衰落和多径干扰的能力就越强，链路质量就越稳定。下图是我们为网通3.5GHz设备选型架设的非视距NLOS演示链路。 2) 载波占用带宽仅为10MHz，包含保护带宽也仅为12.5MHz 占用频带虽窄，峰值无线数据速率却高达32Mbps，最大有效数据速率则高达24Mbps。众所周知，频点越多，组网越灵活。国家无委规定的5.725~5.850GHz频段仅有125MHz，在此频带内，我们就拥有10条独立信道，可以很好的满足运营商、ISP等用户的组网需求。其他厂家设备载波占用带宽大都是20 MHz。 3) 无线传输速率稳定，没有数据回退现象。 4) 全室外防水单元设计，采用高质量集成天线(也可以根据需要选择分体天线)，安装简便。 * 点对点设备RD和点对多点用户端设备CPE采用23dBi集成天线，波束宽度为9度。 * 点对多点基站设备AP采用分体天线，WCU可以提供多种天线供广大用户选择。 5) 安全性能高 采用以下多级安全措施，以确保用户信息传输安全可靠。 * 采用W-OFDM调制方式。常规的无线设备无法截获信号，无法破解信息。 * 采用专有的射频协议。常规的OFDM无线设备无法截获信号，无法破解信息。 * 多个中心频率可选。频率不同，信号不会被截获。 * 可以禁止设备被访问。通过调整设备调试菜单，可以在射频端口和100/10Base-T以太网口禁止设备被访问，如FTP、Ping、telnet和SNMP等。 * 具有IP地址过滤功能。启用此功能时，可以只允许特定地址段内的IP包通过，而丢掉其他所有的IP包。 * 站点ID号。CPE的ID号码必须存在于AP的数据库(轮询列表)中，否则该CPE不能与AP通信。 * 相位矢量随机性(Phase Vector Randomization)。在AP和CPE之间的通信信道中加入干扰射频载荷，只有我们的设备才能解扰，将用户数据信号恢复出来。 * 支持VLAN透传，支持802.1q协议。 * 菜单密码。密码分为“只读用户密码”和“超级用户密码”两类，用来防止未经许可人员随意修改设备参数设置。如果连续三次密码输入错误，系统将会发出告警信息。 6) 采用时分双工(TDD)模式，使带宽分配更灵活。 7) 采用室外型5类线，无需昂贵坚硬的射频电缆。 五、 总结 在本文中，我们阐述了用于高速无线数据通信的W-OFDM收发信机系统结构。通过利用信道估计和利用前向纠错的均衡技术，W-OFDM系统在-75dBm的接收信号强度下能达到约10-6的误比特率。为了改善信号峰均比较高的问题，W-OFDM对信号进行预白化处理。减小了的峰均功率比将导致较高的平均发射功率，进而会提高整个系统的性能。 互联网已经成为推进互动的、多媒体应用的媒介，这些应用需要日益增加的更大的带宽容量。数据通信的下一个无线解决方案将能够随时、随地向任何人提供宽带服务。随着高带宽与日益增加的信号密度的结合，W-OFDM将开启新的应用市场。 ----《中国通信》 http://www.blogdriver.com/solariszhao/188021.html 从技术指标了解放大器的品质- - 1927年，美国贝尔实验室推出了革命性的负反馈（NFB）技术，标志着音频放大器开始进入新纪元。而1947年发表的威廉逊放大器，则标志着高保真（High Fidelity）放大器的面世，该机成功地运用负反馈技术，使胆机的失真降低达0.5%，音质之佳在当时首屈一指，是音响史上重要的里程碑。1951年，美国Audio杂志发表了一篇“超线性放大器”的文章，该放大器将非线性失真大幅度降低，第二年6月，又发表将威廉逊线路和超线性线路相结合的放大器文章，标志着负反馈技术在音响技术中的大量使用。从此，放大器的设计出现百家争鸣的局面，其影响一直延伸到今天。 A、频率响应 一般对频率响应范围的规定是：当输出电平在某个低频点下降3dB ，则该点为下限频率，同样在某个高频点下降3dB时为上限频率。这个3dB点称为不均匀范围或叫做半功率点（Half Power Point），因为电平正好下降3dB时，放大器的输出功率正好下降了一半。 在传统的说法中，人耳能够听到的频率范围在20Hz-20kHz之间，因此放大器的频率范围理论上应做到20-20kHz（±3dB）平直就足够，但事实上音乐中含有的许多乐器或反射泛音谐波有很多是超出这个频率范围的。由于人耳对声音的判别精度可达到0.1dB，有些高级放大器的频响标称20-20kHz的不均匀度为正负0.1dB，当以±3dB不均匀度测量时它们的时频响可能达到10Hz至50kHz甚至更宽。从改善瞬态反应的目的考虑，放大器应该有更宽广的频应范围，像新一代音源SACD和DVD Audio的频响范围已超出传统的20kHz，因此现代高级放大器的频响应能达到从10Hz-100kHz（±3dB）。但放大器的频响也不是越宽越好，否则易引入高频或低频干扰，反而使S/N降低或诱发互调失真。 严格的频应曲线图应有两幅的，其中我们常见的频率响应图叫做幅频曲线图，另一幅称为相频曲线图，它是表示不同频率在经过放大器后产生的相位失真（相位畸变）大小，相位失真是指信号由放大器输入端到输出端产生的时间相位差，相位差过大时会影响负反馈线路的稳定性，并与相位失真和瞬态互调调失真有较大的关系，Hi-Fi放大器的相位失真在20-20KHz频率范围内应控制在±5%范围内。 B、谐波失真( Harmonics Distortion) 物体在受到外界的干扰振动后会出现一个呈周期性衰减振动。例如，两端固定的吉它弦线在中部受到弹拨时，会产生一个肉眼可见的大振动，这个振动称作基波（Fundemental），弦线除了沿中点作大幅度摆动外，线的本身还有许多肉眼很难看到的细小振动，它们的频率都比基波高，这些振动频率被称为谐波（Harmonics），乐器产生的谐波常叫做泛音（Overtone）。除了由信号源产生谐波外，声音振动波传播时遇上障碍物产生的反射、绕射和折射也会产生谐波。 放大器线路中的各种各样电子元件、接线和焊点会在一定程度上降低放大器的线性表现。当音乐信号通过放大器时，非线性特性会令信号产生某种程度的变形扭曲，即相当于在信号中加入了一些谐波，这种信号变形的失真称为谐波失真。谐波失真一般用百分比来表示，百分比数越小即是放大器产生的谐波少，也就是说信号波形的失真较低。 厂商在标注产品的谐波失真时，一般只给出如0.1%单项数据，但由放大器产生的谐波，却是与信号频率和输出功率有关的函数关系。当输出功率接近最大值时，谐波失真急剧加大，特别是晶体管放大器会因接近过载（Overload）会发生将信号的顶部齐平削去的严重波形畸变失真。 但是胆机产生的谐波失真频率是基波频率2、4、6、8…倍（即偶次谐波），因此偶次谐波虽然也是失真，但由于其频率是基波的一倍，它可以和基波组成音符上的最和谐、动听的纯八度和声，这也是造成胆机声音甜美、乐感丰富的一大原因。尽管这种声音可能会很动听，但是却和高保真的要求相左。高保真放大器的谐波失真一般应控制在0.05%以下，目前许多优秀的放大器失真度均可达到这个要求。 C、互调失真（Intermodulation Distortion） 简单来讲，合成的信号称为调制信号，互调失真是指整个可听频带中高低频混合成全频的过程引起的失真。产生互调失真的过程其实也是一种调制过程，这是因为每个电子线路或每台放大器非线性作用下，不同频率的信号会自动相加和相减，产生出两个在原信号中没有的额外信号，当原信号为N个时，输出信号便会有3N个，可想而知，可听频带中由互调失真所产生的额外信号数量相当惊人！ 由于互调失真信号全部是音乐频率的相加相减得出的信号，因此人耳对它较为敏感，虽然互调失真和谐波失真都是由放大器的非线性引起，两者都是在正弦波中加入一些额外的频率成份，但它们性质并不相同，谐波失真是对原信号波形的扭曲，它就算是单一频率信号通过放大线路也会产生失真、但互调失真却是不同频率之间的互相干扰造成的，放大器中互调失真往往大于谐波失真，而且它的测量远比谐波失真复杂，而且在今天仍未有统一的测量标准。要大量降低互调失真，可采用电子分频方式来限制每路放大器和扬声器的工作频带。 D、瞬态互调失真（Transient Intermodulation Distortion） 瞬态互调失真，简称TIM失真，这是在70年代才公开发布的失真，它与负反馈关系密切。众所周知，负反馈（Negative Feedback）的作用是将输出值倒相变为负数，随后将之反馈到输入端，和设定值相减，得出误差信号，然后控制器就会根据误差大小作出修正，从而大幅度减少失真。 但由于负反馈使输入信号和反馈的输出信号相减，降低了信号电平，当负反馈量大到使输出信号降低到和输入信号电平相同，即整个线路完全没有放大时，这种放大器叫缓冲放大器（Buffer Amplifier），它有输入阻抗高，输出阻抗低的优点，常被用来作阻抗匹配使用。如要要使输出信号有较大的电平，那放大器的增益要相应加大，而这在胆机和晶体管机中并不困难。 但负反馈在有效地降低失真时，却引起新的失真即瞬态互调失真，这种失真在晶体管（石机）上机最为严重。这是因为石机常用高达50-60dB左右的深度负反馈来提高工作稳定性和减少失真，虽然此时晶体管机将轻易获得较高的技术参数。但有得也有失，为减少由深度负反馈所引起的高频寄生振荡，石机一般要在前置推动级的晶体管集电极和基极之间加入一个小电容，使高频段的相位稍为滞后，但无论电容的容量如何小，也要有一定时间来充电，当信号中含有高速瞬态脉冲时，电容充电速度跟不上时，这一瞬间线路是处于没有负反馈状态，这个时候由于输入信号没有和负反馈信号相减，造成信号电平过强，使放大线路瞬时过载（Overload），由于石机负反馈量大，过载强度更高，常达到几十倍以上，此时输出信号会出现削波（Clipping）现象，瞬态互调失真由此产生，由于石机中这种失真出现最多，因此该失真常被称为“晶体管”声。 虽然负反馈的时间延迟很难解决，但要减少其影响，可用大环路浅度负反馈，这样就算有负反馈时间延迟，输入信号也不过强；另外也可用多级负反馈，这样由于反馈时间快，路径短，不容易诱发瞬态互调失真。此之外，在设计制作时还应尽量利用各种屏蔽和滤波措施来减少各种高频干扰信号进入放大器，这些射频干扰虽然人耳听不见，但它们的频率很高，极易诱发瞬态互调失真。 瞬态互调失真是当信号速度超过放大器的瞬态响应能力范围之外才会发生的，另外，除了这处失真外，过快的信号也会产生另一种即振铃（Ringing）失真现象，当输入信号速度快而幅度小时，最先出现的是振铃现象，当这个信号的速度快到某种程度时瞬态互调失真也会出现，但当信号速度快兼幅度大时，是直接进入瞬态互调失真状态。各种各样的速度快但幅度小的高频干扰噪音，最容易引发振铃，这就是音响设备要有完善的抗干扰措施的一大原因。 E、界面互调失真（Interface Intermodulation Distortion） 这种失真较少为人知道和提及，它和下面提到的阻尼系数一样，不但和放大器线路有关，而且和音箱也有很大关系。因此在介绍这两项指标前，应先了解音箱有关这方面的特性。目前的音箱所用的单元绝大部分是采用动圈式喇叭，其主要结构包括有一个产生磁场的永久磁铁和一个音圈，严格来说动圈式喇叭属于一种特殊的直流马达，只不过音圈只需要的是直上直下的来回活动而不是旋转。 不管是交流马达或是直流马达都有可逆性的，也就是讲在某种条件下它们能充当发电机，直流马达其实在结构上和直流发电机没有什么区别，永磁式直流马达的转轴转动，就能在接线端上产生出一定的电压，同理，动圈式喇叭的振膜运动时就会在接线端上产生电压，电压的大小与运动的速度和幅度有关。 由于非线性化和损耗的关系，扬声器不能对放大器输出的全部电能加以利用，因此会有剩余电能产生，当放大器输出的电能无法全部转变为机械能量时，多余的电能必定会在扬声器音圈中产生出额外的反电动势（Back emf），这个反电动势会由喇叭线反馈到放大器的输出端，然后根据放大器内阻的大小形成一个电压，这个电压会被负反馈线路反馈到输入端，和输入信号打成一片，使中低频声音混浊，此时的分析力和层次感会大大减弱。这时产生的问题称为界面互调失真，另外由于振膜的机械惯性原因，在音圈中也会产生多余电能，这会使扬声器的低频控制力变差。 界面互调失真和喇叭内阻和负反馈线路有关。 降低负反馈量和放大器内阻（即提高阻尼系数），能减少界面互调失真的影响，同时Bi-Wird双线接驳也是另一种改善方法，因为高低音分开传输能使低频的反电动势不能对高频信号产生影响，从而有效改善地音质，这也是为什么我们在双线接驳的系统上听到的音质更清晰一些的缘故。 F、阻尼系数（Damping Factor） 阻尼系数是功放额定输出阻抗，它是取扬声器输入阻抗和放大器输出内阻之间的比例，并表示对某一个过程中进行变化的物理量加以抑制的状态。在扬声器中，要抑制振膜在没有信号输入的情况下所作的惯性振动。扬声器的振膜是不能用机械阻尼方式来制动的，它只能使用电磁方式的阻尼，而这种方式要求系统必须尽量处于发电机状态。 前面曾说到扬声器会很容易进入发电机状态，当输入信号消失后的一瞬间，扬声器振膜在惯性作用下还在振动。此时会在音圈中产生出一个感应电压，这时如果放大器输出内阻不大时，就相当于在扬声器端子上并接一个小电阻，音圈上的感应电压就会产生一个较大值的电流流经放大器的内部线路，就是说扬声器这时已成为电源，而放大器的功率输出级线路却变成负载。根据电磁感应定律，这个电流是音圈在永久磁铁的磁场中振动所产生的，所以这个音圈电流肯定会产生一个和振动方向相反的力去抵消振动。放大器的内阻越小，电流就越大，抵消惯性振动的作用也就越强。扬声器在重播低频时的振幅最大，所造成的惯性振动也最严重，如果此时不加以抑制会使低频控制力变差，缺乏力度、弹性和层次感，但过份抑制则会使声音变得干瘦。 胆机因为有输出变压器的线圈电阻存在，阻尼系数不能做得很大，相反，晶体管机采用多管并联等方法可轻易将阻尼系数提高到100-500，不同的阻尼系数也就造成了不同的扬声器和放大器之间组合会有各种不同音色表现。 对采用了大环路负反馈的放大器来说，阻尼系数并不是唯一会对扬声器进行制动的方法，因为扬声器的惯性振动电流流经放大器时，将会产生某个数值的电压，负反馈线路会将之反馈到输入端，使放大线路认为出现了一个不该出现的失真电压，于是使产生一个反相信号加以抵制。这种制动称为“反接制动”（Plugging）。这种制动方法在理论上并没有问题，但实际应用时却有来自负反馈的麻烦。 因为扬声器由振膜振动产生的电压，并不会像麦克风那么准确，所以放大器产生的抵消电压也不可能做到完全和振动方向相反、大小相等。结果是使抑制过程出现不稳定，低频迅速减弱，这个过程其实和界面互调失真的过程非常相似。这就是一些晶体管放大器的低频控制力比不上胆机的原因。一般来说，阻尼过大时低频偏干瘦，而声音拖尾音过长时是阻尼偏小。 H、转换速率（Transient Response） 除了因放大器大环路负反馈的时间延迟诱发瞬态互调失真外，放大器转换速度慢也令瞬态互调失真升高。放大器的转换速度是指放大器对猝发信号或脉冲信号的跟随或响应能力，即瞬态响应能力。它是衡量放大器性能的一大指标。放大器的响应速度一般是用电压转换速率（Slew Rate）来衡量，其定义是在1微秒时间里电压升高的幅度，就是方波来测量时就是电压由波谷升到波峰所需时间，单位是V/μs，瞬态响应越高，数值愈大。优秀的放大器转换速率都在15V/μs以上。对于声音精要求不高的系统，我们可以单独选择瞬态响应或频率响应去判断器材的性能，但在要求高的系统中，两者都要考虑。 提高瞬态响应速度最简单的办法是采用高频特性佳的元件，并用适当的环路负反馈来改善。 I、信噪比（Signal Noise Ratio） 信噪比是信号噪声比的简称，它是指信号电平与噪声电平之比值，通常以分贝（dB）为单位，当信噪比为100dB时，输出电压是噪声电压的一万倍。除了信噪比外，放大器噪音大小也可以用噪声电平来表示，但这种方法是用电压来计算的信噪比数值，它的分母是一个固定的0.775V，而分子则是噪声电压，因此，它得出来的噪声电平是绝对值，而信噪比是相对值。 不少产品说明书中的信噪比数据后面，常会标注有A计权，其意思是指将某一数值按一定方式修改过，由于人耳对中频特别敏感，当一台放大器的中频段信噪比较高时，那么就算低频和高频段的信噪比较低，人耳也不易察觉。以信噪比计权方式测量时，其数值多是以中频段比为参考，此值肯定比不采用计权方式测量值高几个分贝。 放大器如果信噪比指标较高，那重放的音乐背景则较宁静，由于噪声电平低，原来很多被噪声掩盖着的弱音细节会显现出来，使空气感加强，动态范围增大。一般来讲，放大器的信噪比要有85dB以上才有较佳的听感，如低于此值时有可能在音乐间隙中听到的噪音。由于信噪比和功率或电压成对数关系，要提高信噪比则要提高信号电平和噪声电平的比值，但这并不是一件轻而易举的事。 本文摘自：《家电大视野》2003年第五期 BTW:签名档《侠客行》貌似有个字不对？“飒沓如流星”？ 【 在 mihayil (我本无名) 的大作中提到: 】 : 哪位大侠知道什么是相位失真啊?怎么克服和补偿啊？

强烈希望一同与gw学习~~~~~~~~~

就是解调出来的波形与原始波形相位上不同了呗。。。